绝缘栅双极型晶体管IGBT的工作原理

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  NPN和PNP型的双极结型晶体管在导通时，少数载流子和多数载流子参与导电。在同等电压和电流下，双极型晶体管的导通压降要低于功率MOSFET的导通压降。后者只有多数载流子参与导电。导通时，MOSFET需要栅极驱动能量小，而晶体管需要相对高的基极电流来维持整个导通周期。
  结合MOSFET的驱动优势及双极型晶体管的导通优势就产生了绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，如图1所示。在内部结构上IGBT更像垂直结构的MOSFET，只不过它在漏极侧增加了高掺杂的P+层，称之为集电极。当栅极接负电压或零电压，则IGBT关断。这时发射极电压要远低于集电极电压，即IGBT正向阻断，而PN结J2阻断。但是结J1和J3正偏导通。为了获得足够的阻断能力，必须使得N-区足够宽，且掺杂浓度要足够低。

图1 绝缘栅双极型晶体管(IGBT)
  如果IGBT的栅极接到正电压(通常是15V)，IGBT就导通。首先，在氧化层下面的P区建立反型导电沟道，为电子从发射极到N-区提供导电通路，从而降低N-区的电位，J1导通。P+区的少子(空穴)开始注入N-区，使得该区的少数载流子浓度超过多数载流子几个数量级(假设集电极电压足够高)。为了保持电荷中性，大量的自由电子从N+区吸引到N-区。由于载流子的注入，本来相对高阻的N-区的导电率迅速上升。这个过程称为电导调制效应，它会显著降低IGBT的正向导通压降。IGBT的饱和压降UCEsat低于MOSFET的扩散电压，特别是在高压大电流的应用场合，所以IGBT的损耗要比MOSFET的低。可以用简化的IGBT模型即MOSFET和PIN二极管的串联电路来解释该特性。
  IGBT的输出特性如图2所示。如果栅极电压不够大，那么形成的反型层较弱，流入漂移区电子数相对较少，IGBT的压降增大，进入特性曲线的线性放大区。当IGBT工作在线性放大区时，损耗加剧甚至损坏IGBT。因而除了开关瞬间，IGBT必须避免进入线性放大区。
  IGBT导通时，PN结J2由于承受负电压而保持阻断。在相邻两层之间形成空间电荷区，而且它会夹断从P区到N-区宽度为dJFET范围内的区域，如图3所示。而该区域在某种程度上决定了IGBT通态损耗。这种夹断原理类似于JFET，因而下文中内部电阻用RJFET表示。对于平面栅极结构的IGBT都可以这样表示。
图2 IGBT的输出特性

图3 两个平面栅极结构IGBT之间的JFET效应(不成比例)

  如果栅源电压为零或者反向，栅极的沟道重组阻止自由电子继续注入漂移区。此时，漂移区载流子的浓度很高，所以大量的电子向集电极P+区移动，而空穴向P基区移动。由于电子的浓度逐步拉平，载流子的移动逐步停止，剩余的载流子只能依靠复合来移除。因而IGBT的关断电流分为两个阶段：第一个阶段是关断反型沟道，导致电流迅速下降；第二个阶段持续的时间较长，导致IGBT产生拖尾电流lcz，如图4b所示。第一阶段被称为MOSFET关断，第二阶段称为晶体管关断。拖尾电流使得IGBT的关断损耗高于MOSFET关断损耗。
  IGBT在t0时刻开通，此时IGBT内部载流子的浓度从集电极到发射极逐步降低。对于感性负载，IGBT关断时，在电流开始下降前电压有所抬升。IGBT关断过程中内部载流子的分布如图5所示。
图4 MOSFET和IGBT主要开通和关断特性的比较

图5  IGBT关断过程中内部截流子的分布

  随着电压的上升，载流子从发射极区流出，直到t1时刻建立空间电荷区。根据承受的电压不同，低压时向左移，高压时向右移。从t1时刻开始，进入拖尾电流。从t2时刻开始，剩余载流子从集电极区通过复合而被消除，图5给出了从t3到t5时刻的复合过程。整个复合过程可能要几个微秒，拖尾电流时长特别明显。
  IGBT关断时，即栅极电压为负或者为零，如果发射极电压高于集电极电压，则IGBT反向截止，而J1结和J3结也反向偏置。另外一方面，PN结J2正向偏置。在这种情况下，J2和J3决定了IGBT的关断特性，同时J1承担了大部分反向电压。IGBT正向阻断时，为了获得足够的阻断能力，N-区必须设计的足够宽，同时掺杂浓度要足够低。对于不同的IGBT，NPT IGBT反向阻断能力和正向阻断能力相似。而PT IGBT和FS IGBT不一样，它们的反向阻断能力弱于正向阻断能力，NPT的阻断特性或多或少是对称的，而PT和FS IGBT则是不对称的。半导体制造商通常不会给出lGBT详细的反向特性参数。
  如图1所示IGBT的等效电路，IGBT内部寄生一个品闸管，该晶闸管由两个BJT组成。为了防止IGBT意外导通(即闭锁)，特别是在高温下，可以在制造和设计IGBT时采用一些针对性的策略防止寄生的NPN晶体管导通。可以通过芯片金属化的方法把NPN品体管的基极(图1所示的P区)与发射极(图1所示的N+区)短路来解决闭锁问题，这种技术可以保证晶体管的基极和发射极的电压为零或者很小，确保晶体管不会导通。这种设计可以通过局部提升P区的掺杂浓度或者选用更窄的N+区来改进，前者可以降低欧姆电阻阻值，从而降低晶体管基极和发射极的电压。
  闭锁可以发生在静态开通状态(例如，当IGBT已经开通)和动态开关状态(例如，IGBT的关断过程)，在这两个情况下通过IGBT电流值的大小是决定是否发生闭锁的关键词电流越大，越容易发生闭锁。但是根据前面采取的设计，目前大多数IGBT在一定的电流流范围内不会发生闭锁。值得注意的是，这个电流范围一般指两倍的标称电流之内。此外，尽管大多数情况下可能发生闭锁，制造商的说明书中却不再提及闭锁，反而短路电流成为其中的一个重要参数。
  另外，由于设计结构，IGBT内部存在许多寄生电容，如图6所示。有些电容与电压无关，例如恒定不变的电容，其他的电容则受控于集电极和发射极之间电压。一般认为栅极通过氧化层与其他层之间的等效电容不随电压的变化而改变(栅极和芯片金属化层之间的C1，栅极和N-区之间的C2，栅极和P沟道之间的C3，还有栅极和N+发射极区之间的C4)。半导体内部的其他电容(半导体材料上表面与N-区之间的等效电容C5，与P沟道之间的C6，还有P沟道和N-区之间的C7)是空间电荷区作用的结果，因而会随着电压的变化而改变。根据式(1)，这些电容可以等效为电压控制的平面电容器。其中，A代表了电容器的表面积，d表示空间电荷区的宽度，它与电压的大小和载流子的浓度有关。于是电容随着电压的升高而降低，相当于宽度d变大。     (1)
式中，C为电容(F)；A为电容器的表面积(cm2)；d为空间电荷区的宽度(cm)。
  如图6所示，这些等效电容可以简化为IGBT各极之间的电容：
  ·输入电容，即栅极与发射极间电容：CGE =C1 +C3 +C4+C6
  ·反向传输电容，又叫密勒电容，即栅极和集电极之间的电容：CGC=C2+C5
  ·输出电容，即集电极与发射极之间电容：CCE=C7
图6 IGBT的寄生电容(不成比例)
  自从二十世纪八十年代中期研发出第一只IGBT器件以来，IGBT技术经历了几个不同发展阶段，其技术进展如图7所示。这些技术都是试图平衡IGBT的各种特性，其中有些参数是互相矛盾的。这些特性如下：
  ·降低导通损耗；
  ·降低开通和关断时的开关损耗；
  ·器件开关的软特性；
  ·提高电流密度；
  ·提升电压等级；
  ·减少半导体材料(即在保持电压和电流的前提下，减少芯片面积和厚度)，从而降低成本；
  ·提升最高工作结温；
  ·扩展SOA(安全工作区)，特别是RBSOA(反偏安全工作区)和SCSOA(短路安全工作区)。为了扩展高压IGBT的S0A，其中一个重要的设计目标就是开关自钳位模式(SSCM)，这个想法用于扩展高压IGBT的SOA。关断时，浪涌电压超过击穿电压会损坏IGBT。对于一个SSCM IGBT可以把开关过程中产生的浪涌电压钳位到USSCM，从而保护IGBT不被过电压击穿。也叫作IGBT的动态雪崩击穿。
图7 IGBT半导体技术进展
  IGBT制造商利用不同的技术都是为了达到相同的目的不断地提高IGBT的性价比和性能，实现理想的开关性能。可以通过一张饱和压降Ucesat及开关损耗(包括开通损耗和关断损耗)权衡分析图来给出和比较不同IGBT的设计。在这张图中，理想开关应处于饱和压降Ucesat=0V，开关损耗E=0mJ的位置。图8为英飞凌公司从第二到四代1200V IGBT典型参数权衡分析图，归一化到50A芯片，125℃时数据手册上的典型值。从图8中可以清晰地看出，虽然永远不可能实现理想的器件，但是IGBT的性能一直在不断地提高。
图8 英飞凌公司从第二到四代1200V IGBT典型参数权衡分析图，归一化到50A芯片，125℃时数据手册上的典型值
  受不同制造工艺的影响，IGBT半导体芯片有多种表面结构并集成了一些新的功能。比如，一些制造商生产的IGBT栅极位于芯片的中部，也有位于芯片的一侧。有些制造商在芯片中集成了电流传感器、温度传感器和/或栅极电阻。不同IGBT的表面视图如图9所示。
图9 不同IGBT的表面视图(不成比例)